Маршрут проектирования АИС

МИНОБРНАУКИ РОССИИ
Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования 
«Национальный исследовательский университет 
«Московский институт электронной техники»

Факультет электроники и компьютерных технологий (ЭКТ)
Кафедра интегральной электроники и микросистем





Калёнов Александр Дмитриевич

Бакалаврская работа 
по направлению 11.03.04 «Электроника и наноэлектроника»

Оценка паразитных элементов топологии на характеристики МШУ
 в СВЧ диапазоне





Студент								Калёнов А. Д.
Научный руководитель, 
         д. т. н		                                					Лосев В. В.

Москва 2017
СОДЕРЖАНИЕ
ВВЕДЕНИЕ	3
ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ	4
РАЗДЕЛ 1. ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ	5
1.1 Общие сведения о МШУ	5
1.2 Основные характеристики МШУ	8
1.3 Структурный синтез МШУ	13
1.4 Маршрут проектирования АИС	14
РАЗДЕЛ 2. ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
 БИБЛИОТЕКИ SGB25V	17
2.1 Характеристики технологии SiGe БиКМОП	17
2.2 Особенности библиотеки SGB25V	18
РАЗДЕЛ 3. СХЕМОТЕХНИЧЕСКОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ	22
3.1 Исследование АЧХ МШУ	22
3.2 Исследование коэффициента шума МШУ	29
3.3 Исследование точки компрессии МШУ	31
3.4 Исследование КСВ МШУ	34
РАЗДЕЛ 4. ТОПОЛОГИЧЕСКОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ	36
4.1 Топология используемых компонентов	36
4.2 Топология схем МШУ	38
4.3 Экстракция паразитных элементов	40
4.3.1 Оценка влияния паразитных элементов на АЧХ	40
4.3.2 Оценка влияния паразитных элементов на КШ	43
4.3.3 Оценка влияния паразитных элементов на ТК	45
4.4 Учет влияния паразитных элементов	46
ЗАКЛЮЧЕНИЕ	49
СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМЫХ ИСТОЧНИКОВ	50



ВВЕДЕНИЕ
     В современных радиоэлектронных системах широкое распространение получили СВЧ полупроводниковые устройства. В частности, они находят применение в системах связи, радиолокации, радионавигации, радиоастрономии, высокоскоростной передачи данных, системах военного и космического назначения и т.д. Одним из наиболее распространённых типов СВЧ полупроводниковых устройств являются СВЧ транзисторные малошумящие усилители (МШУ), которые во многом определяют чувствительность, дальность действия, помехоустойчивость, разрешающую способность и другие характеристики радиоэлектронных систем [1].
     Одной из важнейших проблем СВЧ-микросхемотехники является проблема разработки малошумящим усилителям (МШУ) как первых активных элементов после антенны. В связи с этим в современных системах связи наблюдается переход к широкополосным малошумящим усилителям. Такая тенденция перехода требует соответствующих схемотехнических решений. Наиболее актуально эта проблема стоит при разработке входных малошумящих усилителей, выполненных по КМОП технологии.
     В настоящее время наблюдается тенденция уменьшение размеров транзисторов, которое непрерывно продолжается и сегодня, что привело к улучшению радиочастотных характеристик МДП-устройств. Вместе с тем КМДП-реализация стала вполне приемлемой для схем РЧ-приложений и РЧ-систем на кристалле. И первым необходимым этапом для возможности применения КМДП-технологии в малошумящих РЧ-цепях стало тщательное моделирование шумовых свойств транзисторов.
     В данной работе приведены результаты оценки величин динамического диапазона нескольких КМОП широкополосных входных усилителей, выделенных в отдельный подкласс «с частичной компенсацией шума». Исследование шумовых свойств усилителей проведено с помощью компьютерного моделирования в пакете CADENCE, оценка верхней границы динамического диапазона производилась путем моделирования, с использованием технологической библиотеки элементов SiGe БиКМОП компании IHP (Германия), с проектными нормами 0,25 мкм [2].
     
     

ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ
     На основе предложения Богатырева Е. А. доработать четыре схемы МШУ с частичной компенсацией шума на МОП транзисторах, с целью расширения рабочей полосы частот до 2.7 ГГц. 
     Исследовать основные характеристики МШУ с помощью моделирования в пакете CADENCE: 1) коэффициент усиления на частоте 2.7 ГГц не менее 10дБ; 2) коэффициент шума не более 3 дБ; 3) входная мощность в точке компрессии (по уровню 1 дБ) - не менее -5,0 дБм на полосе частот от 1,2 ГГц до 2,7 ГГц; 4) коэффициент стоячей волны (КСВ) не более 2. 
     Разработать топологию доработанных схем МШУ. Оценить влияние паразитных элементов топологии на основные характеристики МШУ.



РАЗДЕЛ 1. ТЕОРЕТИЧЕСКИЕ СВЕДЕНИЯ
1.1 Общие сведения о МШУ
     Малошумящие усилители (МШУ) используются в качестве первых каскадов во входных радиоприемных трактах. Классификация малошумящих усилителей приведена на рисунке 1.1. Главная задача МШУ состоит в обеспечении усиления, достаточного для преобладания усиленного сигнала над шумами последующих каскадов (например, смесителя), на рисунке 1.2 представлена схема приемного устройства.

Рисунок 1.1 – Классификация малошумящих усилителей
      В большинстве случаев простые МШУ (один вход, один выход) находят более широкое применение. В основном это связано с тем, что наибольшее применение имеют антенны с одним сигнальным выходом и нулевой (земляной) шиной. Дифференциальные усилители применяются для предотвращения перекрестных помех, на высоких частотах и в случае применения дифференциальных антенн.
     Кроме усиления при минимальном собственном шуме, МШУ должен обеспечить работу с большими сигналами без внесения в них дополнительных искажений и иметь строго определенный входной импеданс (обычно 50 или 75 Ом). Последнее требование является особенно важным в случае, когда в приемной цепи МШУ предшествует пассивный фильтр, так как передаточная функция большинства фильтров - характеристика, очень чувствительная к качеству согласования. Ввиду экстремально малых сигналов на входе МШУ (десятые и сотые доли микровольта) и высоких несущих частот (как правило, от 1 до 10 ГГц) эта операция является достаточно сложной. Такого значительного усиления, как 120 - 140 дБ, можно достичь только посредством достаточно большой цепочки усилительных каскадов и, поскольку первым каскадом в этой цепочке является МШУ, то очевидно, что к нему предъявляется требование возможно меньших шумов. Место расположения МШУ в приемном тракте делает его проектирование наиболее сложным: негативное влияние, оказанное здесь на сигнал, невозможно компенсировать в последующих каскадах.


     Рисунок 1.1 – Структурная схема приемного устройства
     Вместе с генератором, управляемым напряжением, эти два устройства являются наиболее проблемными для реализации в КМДП-технологии, поскольку требуют высокодобротных интегральных индуктивностей и транзисторов с высокой частотой единичного усиления. Паразитные индуктивности и емкости, топологические и возникающие при корпусировании, а также паразитная связь с подложкой - явления, которые непременно должны быть учтены на этапе проектирования, чтобы избежать неустойчивой работы приемника.
     Входной усилитель является ключевым элементом приемника. В большинстве случаев именно им определяется результирующее отношение сигнал-шум приемного тракта, поэтому требование минимизации коэффициента шума входного усилителя остается доминирующим. На современном этапе развития систем связи наблюдается тенденция перехода к широкополосным сигналам, которая требует решения задачи широкополосного согласования. Наиболее трудно она решается для интегральных усилителей, построенных по КМОП технологии. Проблема стоит тем более остро, что в настоящее время эта технология становится доминирующей при разработке приемопередающих трактов, основанных на концепции “System on Chip” («система на кристалле»).
     К малошумящим усилителям СВЧ предъявляется комплекс достаточно жестких и в известной мере противоречивых требований. Они должны обладать:
     1) очень малым коэффициентом шума;
     2) высоким коэффициентом усиления;
     3) широким динамическим диапазоном;
     Полоса усиливаемых частот делается достаточно широкой, чтобы исключить необходимость перестройки усилителя. В настоящее время применительно к системам радиосвязи, радиовещания и телевидения в наибольшей мере этим требованиям удовлетворяют транзисторные малошумящие усилители. На данные момент используются: 
     1) биполярные транзисторы СВЧ на частотах до 7 ГГц;
     2) полевые транзисторы с затвором Шоттки до миллиметрового диапазона включительно. 
     С уменьшением длины канала МОП-транзистора частота единичного усиления по току fг увеличилась до нескольких десятков гигагерц, что сделало КМОП-технологию конкурентоспособной с технологиями на основе арсенида галлия и кремния/германия для проектирования радиочастотных устройств в диапазоне 1–20 ГГц. Как следствие, применение КМОП-технологии позволяет реализовать концепцию «система на кристалле (system-on-a-chip)», т.е. объединить на одном кристалле цифровую, аналоговую и высокочастотную части радиотехнической системы [14]. 
     Широкополосные СВЧ МШУ находят широкое применение в качестве входных усилителей в различных устройствах. Примерами подобных устройств являются различные измерительные преобразователи, широкополосные радиолокаторы и аппаратура связи. Из рисунка 1.2 видно, что гражданская связь осуществляется на полосе частот до 2.7 ГГц. 
Рисунок 1.1 – Распределение полос радиочастот между радиослужбами России
     
1.2 Основные характеристики МШУ
     Любые аналоговые тракты состоят из компонентов, которые генерируют шум и к тому же являются нелинейными. В этой связи необходимо рассмотреть два типа неидеальностей аналоговых трактов: шумы и нелинейные искажения. 
     Динамический диапазон малошумящего усилителя определяется уровнем собственного шума и уровнем нелинейных искажений. Если анализ шумов линейных устройств является хорошо известной процедурой, то анализ нелинейных искажений требует разработки методики, позволяющей провести оценку параметров нелинейных искажений как с учетом влияния обратных связей, так и нелинейностей транзисторов. Под линейностью усилителя подразумевается способность усилителя линейно, т.е. без искажений передавать гармонический сигнал в заданном частотном диапазоне. Усилитель должен быть согласован с источником сигнала. При этом согласование по выходу не рассматривается, поскольку предполагается реализация устройства в виде интегральной микросхемы и, следовательно, не предполагается подключение нагрузки в виде длинной линии [16]. 
     Динамический диапазон (Dynamic Range) устройства - диапазон изменений уровня входного сигнала, в пределах которого устройство является линейным.
     Динамический диапазон (ДД) системы снизу ограничивается заданным уровнем превышения сигнала над шумом (Рmin), а сверху уровнем сигнала (Рmax), при котором нелинейные искажения не превышают заданные пределы, рассчитывается по формуле 1.1.
     		     (1.1)

     Здесь: FШ — коэффициент шума; Pс.мин – минимальная мощность полезного сигнала на входе, требуемая для получения на выходе устройства отношения сигнал-шум равного 10; Pс.макс – максимальная мощность сигнала на входе, при которой уровен нелинейный искажений на выходе не превышает заданного порога; Рш.ист.сигн — мощность шума источника сигналов с выходным сопротивлением 50 Ом и нагруженным 50-и омным входным сопротивлением; CP1dB — входная точка компрессии.
     В частности, если уровень нелинейных искажений не превышает уровень шума, то говорят о динамическом диапазоне, свободном от гармоник.
Динамический диапазон многокаскадной системы может быть рассчитан на основе данных о шумовых и нелинейных свойствах отельных каскадов.
     Феномен шумов в электронных схемах является следствием случайных процессов в электронных компонентах. В настоящей работе рассматривается используемое в радиотехнике понятие «коэффициент шума». Важнейшим показателем транзисторных усилителей СВЧ является коэффициент шума, уменьшение которого часто составляет основную задачу проектирования.
     Коэффициент шума NF (Noise Figure) - это параметр, описывающий шумовые свойства системы, а также учитывающий факт постоянного паразитного присутствия шума в сигнале, снимаемом с любого источника, в том числе с антенны. Этот параметр традиционно используется в радиотехнике уже длительное время. Коэффициент шума определяется согласно следующему выражению (1.2):
     ,			 (1.2)
     Шум на выходе антенны, например, обусловлен:
     1) фоновыми шумами, вызванными тепловым излучением окружающей среды;
     2) избыточными шумами, вносимыми элементами радиоприемного тракта.
      Коэффициент шума усилителя зависит от сопротивления источника сигнала, приведенного к зажимам транзистора, и может быть минимизирован выбором этого сопротивления. Обеспечение возможно меньшего коэффициента шума называют оптимальным рассогласованием по входу.
      В коэффициенте шума транзистора за источник принимается антенна с волновым сопротивлением 50 Ом. Рассматривается только четыре основных компонента (тепловой шум канала, шум, индуцированный в цепь затвора, шум канала и шум затвора), обусловленных сопротивлением затвора [1]. 
     Доминирующим видом шума полевого униполярного МДП-транзистора на радиочастотах является шум тепловой природы, возникающий вследствие хаотического движения носителей заряда. Этот шум обнаруживается не только в спектре шума тока стока, но и в спектре шума тока затвора из-за емкостной связи канал - затвор. Последний эффект известен как «наведенный шум затвора». Природа этого феномена - распределенная емкость затвора (рисунок 1.3). Приведенная на рисунке многосегментная эквивалентная цепь имеет ненулевые потенциалы на внутренних узлах емкостей, в результате чего шумовой ток из канала течет в затвор.
      
     Рисунок 1.3 — Канал n-МДП-транзистора как распределенная RC-цепочка
     
     Тот же самый механизм индуцирует в затворе 1/f-шум (фликкер-шум). Однако если фликкер-шум канала пропорционален f-1, то емкостная связь дает спектральную плотность шума затвора, пропорциональную f. Это явление носит название индуцированного фликкер-шума. Практика показывает, что индуцированный фликкер-шум не влияет на общую картину шума тока затвора и при дальнейшем анализе шумов МДП-транзистора может быть опущен, поскольку на низких частотах емкостная связь между затвором и каналом очень мала, а на высоких частотах преобладающим является шум теплового происхождения. 
     Оптимизируя топологию и тем самым минимизируя эффективное сопротивление затвора путем уменьшения сопротивления силицида, несложно добиться того, что в эффективном сопротивлении затвора доминирующим будет сопротивление контакта между силицидом и поликремнием. Уменьшение ширины пальцев транзистора ниже 3 мкм не приведет к каким-либо улучшениям. Таким образом, можно сделать вывод, что преобладающий вклад в шум затвора в современных короткоканальных транзисторах вносит шум, ассоциирующийся с паразитным сопротивлением затвора.
     Присущий МДП-транзистору тепловой шум канала отвечает здесь только за 35% шума, тогда как оставшиеся 65% являются результатом сопротивления затвора. Здесь необходимо напомнить, что эффект резистивного затвора вносит вклад не только в тепловой шум тока стока, но и шум затвора.
     Присутствие помехи и сопутствующее искажение полезного сигнала являются общим паразитным эффектом для всех радиочастотных систем, поэтому был введен параметр, характеризующий этот эффект, интермодуляционные искажения.
     Нелинейность устройств обычно измеряется путем подачи на вход тестируемого устройства двух сигналов равной амплитуды с частотами f1 и f2, достаточно близко расположенными к рабочим частотам тракта. На выходе устройства производят измерение уровня продуктов интермодуляции второго порядка (2nd-order intermodulation product, IMP2) f2?f1 и уровня интермодуляционной помехи третьего порядка 2f1 - f2 и 2f2 - f1.
     При подаче на вход устройства синусоидального сигнала на его выходе появляются высшие гармоники основного сигнала, и происходит искажение формы входного сигнал. Это происходит из-за нелинейности вольтамперных характеристик используемых полупроводниковых элементов. Вид сигнала на выходе, амплитуды и соотношение отдельных составляющих, зависят от характера нелинейности тестируемого устройства. Степень нелинейности аналоговой цепи часто оценивается коэффициентом нелинейных искажений, равным отношению суммарной мощности гармоник (начиная со второй) к полной мощности сигнала на выходе цепи. В этом случае результат исследования называют интермодуляционными искажениями. Наиболее опасными являются интермодуляционные продукты третьего порядка, так как они могут попадать в полосу пропускания фильтрующих цепей тракта значительно ухудшая качество функционирования РЧ блока. Точка пересечения третьего порядка – гипотетическая точка на амплитудной характеристике устройства, в которой величина интермодуляционных продуктов третьего порядка на выходе устройства, равна величине основного сигнала. На рисунке 1.3 представлена зависимость интермодуляционных искажений второго и третьего порядков от уровня входного сигнала.
       
     Рисунок 1.3 – Зависимость уровня помех на выходе приемного устройства от уровня входного сигнала
     Ещё одной характеристикой усилителя является точка компрессии. Точка, где отклонение амплитудной характеристики устройства от идеальной составляет 1 дБ, называется точкой компрессии (1-dB compression point, P1dB). Количественно эта точка характеризуется соответствующей величиной выходного сигнала и является верхней границей линейного участка амплитудной характеристики. Важным параметром является зависимость точки компрессии от частоты, так как она показывает усиление сигнала на рабочем диапазоне. Рассчитывается по формуле 1.2.
					(1.2)
     Не менее важным параметром является коэффициент стоячей волны (КСВ) — отношение наибольшего значения амплитуды напряжённости электрического поля стоячей волны в линии передачи к наименьшему КСВ характеризует степень согласованности антенны и фидера. Данная характеристика является частотно зависимой величиной.
      Значения коэффициента стоячей волны на практике меньше 1,5 считаются приемлемыми, тогда передаваемая мощность будет с минимальными потерями. Коэффициент стоячей волны можно вычислить по формуле 1.3.
     						(1.3)
     
     Таким образом, в настоящее время актуальными являются задачи, связанные с развитием методик синтеза, МШУ с учетом паразитных эффектов: диффузионной составляющей тока стока, паразитной емкости затвор-исток и паразитных элементов планарных индуктивностей, а также выбор способа включения транзистора и вида обратной связи, обеспечивающих максимальный диапазон рабочих частот МШУ, минимизацию уровня шумов, нелинейных искажений и потребляемой мощности.

1.3 Структурный синтез МШУ
     Одной из важной задача проблемы аналоговой электроники, ориентированной на СБИС типа «система на кристалле», связана с развитием схемотехники прецизионных функционально завершенных устройств как с фиксированными, так и с управляемыми параметрами. Методы их структурного синтеза позволяют создать принципиальные схемы с расширенными частотным и динамическим диапазонами, что достигается как структурной, так и параметрической оптимизацией влияния частоты единичного усиления активных элементов на их основные характеристики и параметры. Понятие структурный синтез в аналоговой электронике тесно связано с общесистемной проблемой структурной оптимизации. Утверждение об оптимальности структуры электронной схемы или цепи подразумевает предположение, что реализуемое электронное устройство воспроизводит заданное функциональное преобразование сигнала (например, имеет необходимый набор передаточных функций) при удовлетворении некоторых дополнительных ограничений. Именно в этих ограничениях и состоит содержательная сторона проблемы.
     В качестве главной проблемы синтеза здесь выступает возрастание дерева возможных решений и исследования методов усечения дерева решений с целью придания поиску узконаправленного характера.
     Использование структуры упреждения для увеличения динамического диапазона уже давно известно. Однако эта структура является одной из целого ряда структур с нулевой чувствительностью, которые были разработаны российскими учеными для улучшения характеристик устройства. Применение структур было названо структурным методом. 
     Практический опыт решения многих востребованных практикой задач указывает на существование некоторого единого подхода к проблеме синтеза структур электронных схем. Формальная постановка задачи должна предусматривать ряд составляющих:
      1) выбор и описание базовых ИМС (ФМ);
      2) определение функциональной связи между математическими моделями ФБ и ФМ (решение задачи аппроксимации); 
     3) переход к структурной схеме в виде направленного графа;
      4) переход к принципиальной электрической схеме; 
     5) построение модели устройства (модель на ЭВМ или физическая модель -макет); 
     6) коррекция принципиальной схемы (учет влияния неидеальностей ФМ и их отличия от ИНУН (источник напряжения, управляемый напряжением). 
     Последние четыре операции в этой последовательности относятся к решению задачи реализации. 
     Поиск оператора преобразования является основной задачей при построении процедуры синтеза, что связано не только с характером критериев качества, но и с особенностями функционирования проектируемого устройства. В этом отношении чрезвычайно важен поиск взаимосвязи топологии схемы с ее свойствами, которая позволяет осуществить детализацию общей задачи на ряд относительно самостоятельных этапов. Показателем качества проектируемого устройства в основном рассматривается степень влияния не идеальности активных компонентов, приводящая к ограничению частотного и динамического диапазонов, собственного шума, а также нестабильности параметров составной части электронной системы или изделия в целом. Именно эти параметры в технологическом отношении являются наиболее «дорогими» и, следовательно, существенно влияют на его стоимость. 
     
     1.4 Маршрут проектирования АИС
     Сложность современных электротехнических устройств и электронной аппаратуры делает нецелесообразной их разработку без использования компьютерных систем проектирования [12]. Проектирование аналоговых электронных блоков, отвечающих современным требованиям, является не простой задачей, поскольку аналоговая топология обычно очень сложна. Процесс уменьшения геометрических норм и увеличения сложности проектов сопровождается усложнением системы правил проектирования. В результате планировка кристалла, содержащего аналоговые и радиочастотные блоки, требует огромной ручной работы для задания на верхнем уровне проектирования всего необходимого множества ограничений. 
     Основная трудность разработки аналоговых блоков состоит не только в том, чтобы создать устройство, принципиально реализующее заданную функцию, но еще и в том, чтобы добиться требуемых параметров этого устройства. Причем реализация второго гораздо сложнее первого, так как параметры в первую очередь зависят от технологического процесса изготовления микросхем. Поэтому проектирование любых аналоговых схем начинается с выбора технологии изготовления ИМС. Сегодня для производства аналоговых и цифро-аналоговых интегральных микросхем в основном используется субмикронная КМОП-технология. С уменьшением геометрических размеров и повышением быстродействия проблема учета тонких физических эффектов на кристалле становится при проектировании доминирующей. 
     При анализе требований к быстродействию нужно учитывать, что предельное быстродействие аналогового блока ограничивается не нарушением функционирования, а снижением соотношения сигнал/шум и соответствующим возрастанием искажений в передаваемой информации [1]. Необходимо принимать во внимание влияние и таких дестабилизирующих факторов, как помехи и разброс параметров КМОП-транзисторов. Задача очень сложная, поэтому чаще всего уровень помех и разброс параметров транзисторов оценивают раздельно и пытаются заранее применить все известные средства борьбы с влиянием этих факторов, ограничиваясь заданными значениями быстродействия и площади кристалла. Далее проводят оптимизацию электрической схемы с учетом топологии и разброса параметров, так как влияние помех и шумов оценивается пока исключительно экспериментально, после изготовления тестового кристалла [1].
     Проектирование аналоговых схем осуществляется путем выполнения проектных процедур. Последовательность проектных процедур, выполняемые за определенный промежуток времени называется маршрутом проектирования. 
     Маршрут включает в себя несколько основных этапов. На первом этапе, исходя их технических требований к проекту, разрабатывается техническое задание, в котором определяются электрические параметры ИС. На втором этапе разрабатывается структурная схема с разбиением на функциональные блоки. На третьем этапе выполняется схемотехническое проектирование на элементарном уровне, синтезируют электрические схемы и функциональные блоки. На четвертом этапе выполняется топологическое проектирование, на этом этапе решаются задачи размещения и трассировки с целью минимизации площади на пластине. На пятом этапе происходит контроль правил проектирования. После завершения топологического проектирования выполняют экстракцию паразитных элементов, которые оказывают отрицательное влияние на работоспособность схемы. Поэтому после верификации и экстракции требуется уточнение параметров схемы. В случае несоответствия параметров схемы техническому заданию требуется повторное моделирование с возвратом на один из этапов маршрута. Проектный маршрут завершается при удовлетворении параметров техническому заданию в диапазоне эксплуатационных условий. Схема может быть передана на изготовление
     

РАЗДЕЛ 2. ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БИБЛИОТЕКИ SGB25V 
     Проектирование МШУ осуществлялось с использованием технологической библиотеки элементов SiGe БиКМОП компании IHP (Германия), с проектными нормами 0,25 мкм.
     
2.1 Характеристики технологии SiGe БиКМОП
     Благодаря возможности изготавливать на одном кристалле как КМОП, так и биполярные транзисторы, и тем самым выполнять наиболее сложные блоки ИС на базе ЭСЛ-устройств, а более простые с высокой плотностью размещения элементов – на базе КМОП-вентилей, БиКМОП-технология стала одним из лидеров новых технологий КМОП и преемником биполярных технологий.
     Преимущества БиКМОП СБИС в сравнении с биполярными цифровыми и КМОП-схемами следующие: способность передачи сигналов, при больших нагрузках с высокой скоростью; способность оптимизации критических путей передачи сигналов; высокое быстродействие; улучшение основных характеристических параметров в два-три раза; большой входной импеданс; малая рассеиваемая мощность. К недостаткам можно отнести: необходимость мощный САПР; повышение себестоимости изделий из-за более длительного технологического цикла; получение улучшенных характеристик при переходе к минимальным размерам менее 0,5 мкм и уровню питания мене 3В затруднено.
     Не уступая по быстродействию, SiGe-устройства превосходят арсенидгаллиевые по коэффициенту шума, однородности характеристик приборов на пластине, меньшему тепловыделению, благодаря лучшей теплопроводности SiGe.
     По своей надежности SiGe приборы сопоставимы с обычными кремниевыми приборами, но при этом они обладают более высоким коэффициентом усиления тока и более высокими рабочими частотами. Также преимуществом SiGe технологии является возможность интеграции на чипе пассивных элементов: высокодобротных катушек индуктивности и конденсаторов большой емкости со структурой металлизоляторметалл.
   Благодаря своим достоинствам, технология SiGe, находит широкое применение в беспроводных системах связи, работающих в стандартах PCS (цифровой, США), PDC (Япония), GSM (европейский) и CDMA, в приемопередающих модулях быстродействующих (10 Гбит/с) оптических сетей SONET и сетей Ethernet (1–2,5 Гбит/с). Возможностями освоения БиКМОП-технологии в России, в принципе, обладают все предприятия, владеющие биполярной и КМОП-технологиями. В России это в первую очередь АООТ “Ангстрем”, ПО “Электроника”, АООТ “НИИМЭ и завод Микрон”. Однако только АООТ “НИИМЭ и завод Микрон” располагает технологией и опытом разработки как ССТ ЭСЛ ИС, так и КМОП ИС, являющихся базой ССТ/БиКМОП ИС.

2.2 Особенности библиотеки SGB25V
     SGB25V представляет собой процесс с 20 масками технологии БиКМОП, который объединяет 0,25 мкм МОП транзистора SiGe с 3 типами биполярных транзисторах на гетеропереходах. Процесс предлагает 4-слойный Al-BEOL, включая конденсатор MIM и верхний металлический слой толщиной 2 мкм. 
     Дополнительный 5-слойный металлический слой (TopMetal2) доступен для лучшей производительности пассивных компонентов, таких как индуктивность и линий электропередач.
     Технологический маршрут проектирования БиКМОП транзисторов состоит из нескольких этапов: 
     1) неглубокая STI изоляция (Маска 1);
     2) формирование кармана NWell (Маска 2); 
     3) формирование кармана PWell (Маска 3);
     4) формирование третьего кармана (Маска 4);
     5) формирование подзатворного окисла;
     6) формирования окон для гетеропереходного биполярного транзистора (HBT) (Маска 5);
     7) формирование базы для HBT; 
     8) формирование эмиттера для HBT;
     9) нанесение поликремния (Маска 6);
     10) имплантация доноров для формирования n-LDD областей МОП-транзистора (Маска 7); 
     11) имплантация акцепторов для формирования p-LDD областей МОП-транзистора (Маска 8);
     12) имплантация доноров для формирования областей сток-истока n-МОП-транзистора (Маска 9); 
     13) имплантация акцепторов для формирования областей сток-истока p-МОП-транзистора (Маска 10); 
     14) формирование Salicide (Маска 11); 
     15) формирование контактов (Маска 12); 
     16) осаждение первого металла (Маска 13);
     17) формирование окна (Via1) (Маска 14);
     18) осаждение второго металла (Маска 15); 
     19) формирование структуры MIM (металл-изолятор-металл) (Маска 16);
     20) формирование окна (Via2) (Маска 17);
     21) осаждение третьего металла (Маска 18);
     22) формирование окна (TopVia1) (Маска 19);
     23) осаждение четвёртого металла (Маска 20);
     24) пассивация; 
     25) контроль и тестирование; 
     Схематическое сечение основных процессов технологии SGB25V представлено на рисунке 2.1

Рисунок 2.1 – Схематическое сечение основных технологических процессов технологии SGB25V
     Для процесса контроля измеряются несколько геометрических и электрических параметров. Электрические измерения обычно выполняются при температуре T0 = 27 ° C (300K). Коэффициенты, описывающие температурное поведение измеряются в диапазоне температур -40 ° C < T < 125 ° C. Совершенствование технологических процессов, при проектировании ИС и систем на кристалле можно получать значительный выигрыш по характеристикам как цифровых, так и аналоговых, а также радиочастотных блоков.
     Проектирование усилителей осуществлялось с помощью радиочастотных МОП-транзисторов (RFCMOS). Данные транзисторы представляет собой расширение стандартной модели МОП-транзистора такими элементами, как емкости для моделирования перекрестных помех межосединения, затвора и стока / истока, сопротивление поликремниевого затвора, соединительные диоды, внешние индуктивности и сопротивления подложки. Такая модель используется для исследований радиочастотного поведения. Эквивалентная схема RFCMOS представлена на рисунке 2.2.

Рисунок 2.2 – Эквивалентная схема радиочастотного транзистора RFCMOS
Основные характеристики радиочастотного транзистора отражены в таблице 2.1.
Таблица 2.1 – Основные характеристики RFCMOS
Напряжение питания
Vdd=3,3 В
Длина канала
L=0,25 мкм
Пороговое напряжение n-МОП
 Vtn0=0,6 В
Пороговое напряжение p-МОП
Vtp0=-0,6 В
Толщина поликремния
Tpoly=0,18 мкм
Толщина подзатворного окисла
Tox=5,8 нм
Глубина кармана
Xjwell=2,5 мкм




     
     

РАЗДЕЛ 3. СХЕМОТЕХНИЧЕСКОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ
3.1 Исследование АЧХ МШУ
      В широкополосных МШУ СВЧ-диапазона наблюдается изменение параметров с повышением частоты сигнала, увеличивающее неравномерность амплитудно-частотных характеристик и коэффициента шума.
     Исходные схемы МШУ с частичной компенсацией шума на МОП транзисторах, предложенные Богатыревым Е. А.  изображены на рисунке 3.2. Данные схемы работают на частоте до 1,6 ГГц с коэффициентом усиления 10 дБ. Коэффициент усиления 10 дБ обеспечивает возможность обработки сигнала следующим за МШУ квадратурным смесителем. Требования к исследуемым МШУ описаны стандартом IEEE 802.15.3a и IEEE 802.16, будем рассматривать диапазон частот от 500 МГц до 4 ГГц). 
     Функциональная схема общего вида, приведенная на рисунке 3.1, состоит из следующих блоков:
     1) входной усилительный каскад, обеспечивающий согласование (БЭ_1);
     2) вспомогательный усилитель, чувствительный к входному напряжению (шума и полезного сигнала) (БЭ_2);
     3)  цепь, объединяющая выходы двух вышеуказанных усилителей, так что шум согласующего транзистора гасится, а полезный сигнал суммируется.

     Рисунок 3.1 – Функциональная схема МШУ с реализацией принципа частичного компенсации шума
		
а		   				б 

 
в						 г
Рисунок 3.2 – Исходные схемы МШУ 
(а – схема №1, б – схема №2, в – схема №3, г – схема № 4)
     Так как входное согласование усилительного каскада достигается установлением . По формуле 3.1, 3.2 рассчитаем ширину входного транзистора.
     						(3.1)
     Удельная крутизна рассчитывается по формуле (3.2).
     						(3.2)
     Здесь 
     
     
     Согласно формулам 3.1, 3.2 получаем:
      
     Для увеличения полосы пропускания согласно ТЗ до 2.7 ГГц, в цепи входного и в цепи обратной были последовательно с резисторами введены индуктивности. Идеальные источники тока реализованы на полевых транзисторах (рисунок 3.3). 
      
     а)                                                                     б)
     Рисунок 3.3 – Источники тока на полевых транзисторах
     (а – ИТ на p-МОП транзисторах, б – ИТ на p-МОП транзисторах)
     Обычно индуктивности ассоциируются с узкополосными цепями, однако широкое распространение они получили и в широкополосных системах как элементы параллельной высокочастотной коррекции. Расширение полосы происходит за счет частичной компенсации отрицательного емкостного импеданса положительным индуктивным. Частотная характеристика такой высокочастотной параллельной коррекции характеризуется отношением L/R и RC постоянных времени.
     Доработанные схемы представлены на рисунке 3.4.

а)

     б)

     в)

     г)
Рисунок 3.4 – Доработанные схемы МШУ 
(а – схема №1, б – схема №2, в – схема №3, г – схема № 4)
     На рисунке изображена схема усилителя, реализованная на транзисторе типа ОИ. Результат моделирования АЧХ (амплитудно-частотная характеристика до и после доработки в диапазоне частот от 500 МГц до 4ГГц представлен на рисунке 3.5. АЧХ представляет собой график зависимости выходного напряжения (или коэффициента усиления), величина которого откладывается по оси ординат, от частоты, откладываемой по оси абсцисс. 

     Рисунок 3.5 – АЧХ для схемы №1
(а – АЧХ до коррекции, б – АЧХ после коррекции)
 .......................