Мешающее действие электрического эха

1 Мешающее действие электрического эха



1.1 Аспекты влияния эха



     В ходе телефонного разговора абонент осознанно или неосознанно оце-нивает качество принятой информации. Она оценивается специализирован-ными терминами, такими как: громкость, разборчивость, смысловое восприя-тие, узнаваемость и т. д. Данная терминология используется в “интегральном” методе оценки. При отклонение интегральной оценки от нормы, приводит к возрастанию времени разговора из-за переспросов, увеличение шумов, как следствие большее приложение сил для поддержания разговора – напряжён-ность, что приводит к отказу обмена сообщениями.

     Причиной ухудшения качества ведения переговоров могут являться: акустические помехи, помехи линейного тракта и станционного оборудова-ния, кратковременные перерывы, отраженные сигналы, погрешности в работе систем АРУ и др. На каналах связи, особенно большой протяжённости, одна из главных проблем – это отражение сигналов, как следствие эхо, его мы и рассмотрим.

     При ведение телефонного разговора два абонента обмениваются инфор-мацией в виде смысловых отрезков речи разной длительностью, разделенных паузами. Данные отрезки содержат слово, фразу или ряд фраз и длятся от до-лей секунды до сотен секунд, длительность пауз может также варьироваться в тех же временных диапазонов. Причина замедления скорости ведения разго-вора – это наличие времени запаздывания в тракте в прямом и противополож-ном направлениях, которое ухудшает эффективность телефонной связи с точки зрения ее быстродействия. Кроме того, увеличивается длительность “встречного разговора” – оба собеседника говорят одновременно. Если або-нент начинает говорить, не дослушав смысловой отрезок, время такого ответа tотв отрицательное. Такой ответ при значительном времени задержки может быть воспринят как ответ на последующую смысловую фразу, что вызовет

недоумение и потребует переспроса, а, следовательно, увеличение длительно-сти “встречного разговора”.

     Опыты, проведенные в ряде стран, показали, что при общем времени за-паздывания до 2 с телефонная связь становится невозможной. Это явление по-лучило название “потеря чувства контакта между говорящими абонентами”.

     Отраженные сигналы вызывают ещё большие трудности при ведении разговоров, но их наличие не сказываются на качество ведения разговора, если время запаздывания принимает малые значения, так как голос говорящего мас-кирует звуки отраженных сигналов, поступающих с телефона. При увеличе-нии времени запаздывания сигналов эха повышается вероятность наложения таких сигналов на межслововые или межфразовые паузы исходного речевого сигнала, а, следовательно, увеличивается вероятность того, что говорящий мо-жет их услышать.

     Для того чтобы эффективно бороться с мешающим действием отражен-ных сигналов, необходимо знать причины их возникновения.


1.2 Механизм возникновения электрического эха



     С развитием телефонных сетей вводились в эксплуатацию новые кабель-ные, радиорелейные линии, организовывалась связь с помощью искусствен-ных спутников Земли привели к значительному росту числа каналов связи, предназначенных для передачи различных видов информации, а также к уве-личению протяжённости этих каналов.

     Из-за передачи на большие расстояния увеличивалось время запаздыва-ния, связанное с конечной скоростью распространения электрических сигна-лов в линейных трактах, аппаратуре оконечной и промежуточной станций из-за наличия в узлах реактивных элементов.

     Телефонная информация передается по каналу связи, обобщенная схема которого представляет собой электрически замкнутую систему, обеспечиваю-

щую двусторонний режим работы. Условия работы одиночной замкнутой си-стемы, схема которой представлена на рис. 1.1, в значительной степени опре-деляются влиянием одного направления передачи на другое.
















Рис. 1.1 – Одиночная замкнутая система

     При значительном влияние могут вызываться самопроизвольные коле-бания, которые приводят к нарушению связи. Если самопроизвольные колеба-ния не возникнут, то влияние окажет мешающее действие в виде искажений частотных характеристик, от обратной связи или мешающих токов электриче-ского эха. Одной из связанных величиной с этими искажениями является ве-личина затухания по петле X и определяется выражением:
=  П1 +  П2 ?   1 ?   2,
(1.1)

где Sу1 и Sу2 – коэффициенты усиления усилительных устройств;

а п1 и aп2 – переходные затухания дифференциальных систем.

     Учитывая, что переходное затухание ап развязывающего устройства (дифсистемы) связано с затуханием несогласованности сопротивлений або-нентского тракта Zaб1 и входного дифсистемы Z1, получим:

= 20 lg |
аб1
+ 1
| + 7дБ,
(1.2)








П1

аб1
? 1








или ап1=Al1+7 дБ, то выражение для затухания по петле может быть преобра-зовано в другой вид:
=   1 +   2 ? 1 ? 2,
(1.3)

     где S1 = Sy1 - 7 дБ и S2 = Sy2 - 7 дБ – рабочие усиления в прямом и обрат-ном направлениях замкнутой системы.

     Величина искажений от обратной связи должна быть в следующих пре-делах:
20 log
1
?   ? 20 log
1
,
(1.4)









1 ? 10?0.05  

1 + 10?0.05  



     Анализируя (1.4) получим, что увеличение Al1 и Al2 (улучшения условия согласования) или снижения S1 и S2 (ослабление усиления в прямом и обрат-ном направлениях передачи) приведёт к снижению искажений от обратной связи до минимума. Целесообразнее увеличивать Al1 и Al2 с точки зрения по-вышения качества передачи информации.

     Все эти положения справедливы только при условии, что время распро-странения сигнала в замкнутой системе неизмеримо меньше времени суще-ствования стационарного сигнала, т. е. процесс можно рассматривать в уста-новившемся режиме. В действительности сигналы, передаваемые в каналах те-лефонной связи большой протяженности, особенно через ИСЗ, приходят на приемный конец с существенным замедлением (время запаздывания tз), а, следовательно, время распространения сигналов по замкнутому пути больше. Это обстоятельство приводит к значительному снижению качества ведения те-лефонных переговоров, а при некоторых условиях делает их совершенно не-возможным.

     Т.к. мы говорим о равномерном по спектру замедлении группового вре-мени прохождения сигнала, то запаздывания является абсолютным. Неравно-мерность в замедлении группового времени распространения приводит к из-менению формы сигнала, т. е. к его искажению. Неравномерность в замедле-нии группового времени распространения db/d =const приводит к изменению формы сигнала, т. е. к его искажению.

     Схема телефонной связи с учетом существующих временных задержек в распространении информационных сигналов изображена на рис. 1.2.












Рис. 1.2 – Схема телефонной связи с учетом существующих временных

         задержек в распространении информационных сигналов где t’ат, t”ат – времена задержки в абонентских трактах;

а1, а2 – затухания прямого и обратного трактов; Zб1, Zб2 – балансные сопротивления дифсистем;

    t’лт, t”лт – времена задержки в прямом и обратном направлениях линейного тракта.

     Как видно из схемы, отражение сигналов может возникнуть в различных точках трактов. Основными из этих точек являются: места соединения або-нентского тракта с дифференциальной системой и телефонного аппарата с абонентским трактом, а также микротелефонная трубка телефонного аппарата (источник акустического эха). Однако могут быть и дополнительные точки от-ражения внутри абонентского тракта, особенно при использовании аппара-туры систем передачи по городским соединительным линиям. Причины появ-ления отраженных сигналов кроются в рассогласовании характеристических сопротивлений трактов в перечисленных выше местах соединения. Количе-ственно степень рассогласования оценивается коэффициентом отражения:
=
( Л ?  б)
,
(1.5)






огр
( Л +  б)








где Zл и Zб – характеристические сопротивления трактов в месте их соедине-ния.

     Степень рассогласования может оцениваться величиной затухания несо-гласованности, определяемой выражением:
= 20 log
1


= 20 log
( Л ?  б)
,
(1.6)












|
|

( Л +  б)












отр










     Как видно из приведенных выражений, степень рассогласования будет тем меньше, чем ближе будут величины характеристических сопротивлений соединяемых трактов. Мощность отраженного сигнала пропорциональна квадрату коэффициента отражения, т.е.

=  ?  2
,
(1.7)
э
с   отр


где Pэ – мощность эхосигнала (отраженного сигнала); Рс – мощность информационного сигнала.

     Таким образом, для снижения мощности отраженных сигналов и устра-нения их мешающего воздействия необходимо обеспечить согласование ха-рактеристических сопротивлений в места соединений различных узлов и трак-тов канала связи. Если в канале имеется несколько точек отражения, то общая мощность эхосигнала может быть определена как сумма мощностей, отражен-ных от различных точек. Для схемы, изображенной на рис. 1.2, при наличии двух точек отражения n и m мощность эхосигнала на входе с удлинителя с затуханием а1 будет:

=
[  
? 10?0,2  ДС + (1 ?
?? 10?0,2(  ДС+  УГ))],
(1.8)
э
с




где Рс – мощность информационного сигнала на выходе усилителя Ус2;

адс  – затухание дифференциальной системы от двухпроводного тракта к

прямому и обратному направлениям передачи;

n и	m – коэффициенты отражения в точках n и m.

     На основании полученного выражения можно получить обобщенную формулу при любом числе точек отражения для эхосигнала:
=   ?[   ? 10?0,2 ?  =1
+ ?(1
?   )],
(1.9)
эс


 ?1

 =1

     Даже поверхностный анализ выражения (1.9) показывает, что около 80% мощности эхосигнала приходится на составляющую первой точки отражения. Поэтому особое внимание с точки зрения возникновения эхосигнала следует обращать именно на эту точку. В то же время необходимо учитывать то обсто-

ятельство, что все составляющие суммарной мощности эхосигнала появля-ются неодновременно. Это вызывает дополнительные сложности при решении проблемы подавления отраженных сигналов.

     Итак, подводя итог, можно сделать вывод о том, что наибольшее меша-ющее действие эхосигналы будут оказывать на абонента, у которого собесед-ник находится в непосредственной близости от междугородной телефонной станции (близкий абонент), а канал связи организован либо через ИСЗ, либо имеет значительную протяженность.


1.3 Развязывающие устройства, требования к ним и их классификация



     Как следует из Рис 1.1 и Рис 1.2 одним из важнейших элементов является развязывающее устройство (РУ). РУ – это шестиполюсник (2х3 – полюсник), условное обозначение которого представлено на Рис 1.3.
















Рис. 1.3 – Развязывающее устройство (а) и условное обозначение (б)

     В РУ присутствуют направления пропускания и направления развязки. Направления пропускания характеризуются минимально возможным затуха-нием – это пути передачи от зажимов 1-1 к зажимам 2-2 и от зажимов 4-4 к зажимам 1-1. А направления развязки характеризуются максимально возмож-ным затуханием и являются путями передачи от зажимов 4-4 к зажимам 2-2.

     Идеальное РУ – это РУ, у которого в частотном и динамическом диапа-зонах выполняются следующие требования:

- отсутствие затухания в направлениях передачи;

- обладает бесконечно большим затуханием в направлениях развязки;

- входные сопротивления со стороны зажимов 1-1, 2-2 и 4-4 обеспечи-

вают согласованное подключение нагрузок;

     - отсутствие различного вида искажений при передаче сигналов в направления пропускания (развязки);

- простота технической реализации и высокая надежность;

- малые габариты.

Развязывающие устройства подразделяются на следующие три группы: - линейные РУ, построенные на пассивных элементах, параметры кото-рых не меняются во времени и не зависят от уровня передачи сигналов; такие

РУ называются пассивными;

     - линейные РУ, которые содержат активные элементы, их параметры не меняются во времени и не зависят от уровня передачи сигналов; такие РУ называются активными;

     - параметрические РУ, в которые включены элементы с изменяющимися во времени параметрами.

     Развязывающие устройства могут быть построены на принципах частот-ной селекции или на принципах, уравновешенных (сбалансированных) мосто-вых схем, называемых дифференциальными системами (ДС). Дифференциаль-ные системы делятся на резисторные (РДС) – основа резисторы, включенные по мостовой схеме и трансформаторные (ТДС), построенные на основе диф-ференциальных трансформаторов.

     Т.к. сейчас в большинстве случае используется трансформаторные диф-системы, их мы и будем анализировать.


1.4 Анализ трансформаторной дифсистемы



Трансформаторная  дифсистема  представляет  собой  уравновешенный

мост. В одно из плеч моста включают двухпроводную ветвь канала, три других

образуют из вспомогательных резисторов, а в диагонали включают ветви пе-редачи и приема четырехпроводной части двустороннего канала. Подбирая вспомогательное сопротивление, уравновешивают мост и таким образом со-здают большое затухание между направлениями передачи и приема. Принци-пиальная схема трансформаторной дифсистемы приведена на рис. 1.4.

























Рис. 1.4 – Принципиальная схема трансформаторной дифсистемы

     Для упрощения анализа предположим, что дифференциальный транс-форматор ДТ идеален, т. е. активные сопротивления его обмоток равны нулю, индуктивности бесконечно велики, а рассеяние отсутствует. Введем обозначе-ния для коэффициентов трансформации:

?
+  ??

??



=
1
1
;   =
1
,
(1.10)





?





2

1




     Если m?1, РУ называют неравноплечим; величину т называют коэффи-циентом неравноплечности. В аппаратуре в большинстве случаев устанавли-вают равноплечие РУ (m=1).

     Развязывающее устройство называется уравновешенным (сбалансиро-ванным), если затухание в направлении 4—2 бесконечно велико:

     а42=?. Найдем значение сопротивления Zб, при котором выполняется это условие. Для этого подключим источник энергии Гс с внутренним сопротив-лением Zс к полюсам 4—4; полюса 1—1 и 2—2 нагрузим сопротивлениями Za

и Zб (рис. 1.5).




















          Рис. 1.5 – Передача энергии от полюсов 4-4 Электродвижущая сила (ЭДС), наводимая во вторичной обмотке транс-

форматора, пропорциональна результирующей магнитодвижущей силе (МДС) первичной обмотки. Так как направления тока I1 и I3 противоположны, резуль-тирующая МДС первичной обмотки равна I1?W’1 - I3?W’’1. Следовательно, при I1 W1' = I3 W1''. напряжение, между полюсами 2—2 будет отсутствовать, Р2=0

и a42=?. Но I1= U44/Za, I3=U44/Z6, где U44—напряжение на полюсах 4—4. Таким образом, РУ окажется уравновешенным, если:
(
44
) ?  ?
= (
44
) ?  ??,
(1.11)









1
1





б


Отсюда условие равновесия может быть записано так:




б =  ?
(1.12)


     Двухполюсник, подключаемый к зажимам 3—3 и обеспечивающий рав-новесие РУ, называют балансным контуром.
     4—4 к полюсам 2—2 не передается, резисторы Zа и Zб оказываются включенными параллельно по отношению к полюсам 4—4. Поэтому имея в виду выражение (1.12), получаем:

=
?  б
=
(

),
(1.13)



+






44




+ 1




б







     Если сопротивление Zс, нагружающее полюса 4—4, выбрать равным этой величине, то в ветви приема (т. е. полюсах 4—4) будет обеспечено согла-сование РУ с нагрузкой.

     Найдем выражения, определяющие рабочие затухания в направлениях 4—1 (a41) и 4—3 (а43). В силу того, что рассматриваемая схема обратима, а41=а14 и а43=а34. При Zс=Z44(согласованное включение источника), а41 = 10lg? ?(W44/W41) и а43 =101g?(W44/W43), где W41 и W43 —мощности, развиваемые на сопротивлениях Za, Zб и Z44. Поскольку, как было показано, резисторы Za и Zб включены параллельно по отношению к полюсам 4-4, W=U2/Za, W43 = U244/Zб

и W44 = U244/Z44.

Принимая во внимание формулы (1.12) и (1.13), имеем:

=   = 10 log[
(1 +  )
],
(1.14)







41
14








43 =  34 = 10 log(1 +  ),
(1.15)


     До сих пор рассматривалось уравновешенное РУ. Однако на практике при подключении к РУ реальной двухпроводной линии сопротивление баланс-ного контура Zб лишь приближенно равно входному сопротивлению линии Zл; сопротивления Zс и Zв тоже не точно соответствуют значениям, определяемым формулами. Таким образом, в реальных условиях можно лишь приблизиться к условиям равновесия. Найдем затухание в направлении развязки 4—2 (2—4) приближенно уравновешенного РУ.

     Предположим, что к полюсам 4—4 подключен генератор рис. 1.6 и найдем затухание a42. Входное сопротивление Z11 = Zб/m ? Zk, следовательно, в точках 1-1 не будет согласованного включения линии. Поэтому часть энер-гии, поступившей в эти точки от генератора, отразится в сторону РУ и по пути 1-2 претерпев затухание а12 поступит на нагрузку Zв. В соответствии с этим:
42 =  41 +  отр1 + 12,
(1.16)





















          Рис. 1.6 – К анализу неуравновешенного РУ Затухание отражения определяется как:

отр1
= 20 log |
( Л + 11)
|,
(1.17)











( Л ? 11)








Подставим сюда Z11 и Zб/m и обозначим полученную величину через Ае:

= 20 log |(  ?	Л +	11)|,
  	(  ?  Л ? 11)


Затухание Ае называют балансным. Получим:



=   + 10 log [
(1 +  )2
],






42










Для равноплечего РУ m=1 и
42 =	+ 6 дБ,
= 20 log |( Л +  б)|,
  	( Л ?  б)



(1.18)
(1.19)
(1.20)
(1.21)


     Практически балансное затухание не превосходит 25—30 дБ в тех слу-чаях, когда балансный контур имитирует волновое сопротивление линии. Если в качестве балансного контура устанавливается активное сопротивление, равное номинальному значению волнового сопротивления линии (например, Zб=600 Ом), то балансное затухание составляет обычно 5?8 дБ.


1.5 Достоинства и недостатки трансформаторной дифсистемы



Трансформаторная дифсистема обладает следующими достоинствами:

- отсутствуют гальванические (по постоянному току) между некото-

рыми (а, в принципе, между всеми) полюсами подключения нагрузок;

      - возможность согласованного подключения до четырех различных по величине сопротивлений нагрузок;

- сравнительно небольшие затухания в направлениях пропускания.

      Трансформаторная дифсистема обладает рядом недостатков, основ-ными из которых являются:

      - нелинейные искажения, вносимые трансформаторами с ферромагнит-ными сердечниками, величина которых тем больше, чем меньше сечение сер-дечника и чем больше передаваемая мощность сигнала;

      - для получения равномерной частотной характеристики затухания ТДС в направлениях пропускания необходимо увеличение индуктивности об-

моток дифференциального трансформатора, что достигается применением сердечников из высококачественных ферромагнитных материалов или увели-чением сечения сердечника;

- трансформаторная дифсистема имеет сравнительно большие размеры,

вес и относительно высокую стоимость;

      - несогласованность трансформаторной дифсистемы, т.е. отклонение входного и выходного сопротивлений от номинального, что приводит к зату-

ханию несогласованности, а, следовательно, к возникновению отрицательных воздействий, таких как электрическое эхо.

2 Борьба с эхосигналом



2.1 Возможные способы борьбы с эхосигналом



     Мешающее воздействие токов электрического эха тем больше чем меньше затухание на их пути и чем больше абсолютное время распростране-ния этих токов. Для оценки мешающего влияние эхосигналов были получены экспериментальные субъективные кривые зависимости затухания на пути то-ков эха от времени их распространения по этому пути. На рис. 2.1 приведены кривые зависимости аэmin= (tз). Ниже кривых находится область недопусти-мого мешающего действия электрического эха, а выше кривых – область до-пустимого влияния эха.


















Рис. 2.1 – Кривые зависимости аэmin=	(tз):

а – для проводных линий связи; б – для линий связи с использованием ИСЗ.

     Приведенные зависимости определены экспериментально и подтвер-ждены соответствующими исследованиями, проведенными в ряде стран. Они учитывают влияние первого эха на говорящего абонента, при этом другие воз-можные влияния не учитываются. Сейчас проводятся эксперименты по оценке мешающего действия токов эха не только от двух факторов (затухания и вре-мени распространения), но и от других не менее важных: структуры абонент-ских трактов, вида помех линейных и абонентских трактов, мощности этих

помех, акустических помех и т. д. Такой многофакторный анализ даст возмож-ность еще полнее вскрыть причины мешающего воздействия отраженных сиг-налов на качество передачи информации и найти новые нетрадиционные спо-собы устранения (подавления) эхосигналов.

     Остановимся подробнее на известных в настоящее время методах борьбы с мешающим действием токов эха. Как показывают приведенные на рис. 2.1 зависимости, ослабить или вообще исключить мешающее действие то-ков электрического эха в телефонных каналах можно путем либо уменьшения времени распространения электрических сигналов в линиях связи до вели-чины менее 30 мс, либо увеличения затухания на пути токов эха аэ. Первый путь практически нереализуем, так как скорости распространения электромаг-нитной волны в различных средах имеют конечную величину. Второй же путь широко используется на практике.

     Самым эффективным способом устранения мешающего действия токов эха явился бы переход от телефонного канала, представляющего собой за-мкнутую систему, к каналу с разделенными прямым и обратным трактами пе-редачи, т. е. на четырехпроводную систему связи с устраненной акустической связью между микрофоном и телефоном абонентского аппарата. Однако на данном этапе такой переход экономически неоправдан, так как стоимость ли-нейных сооружений канала составляет значительную часть (порядка 60%) об-щей его стоимости. Поэтому изыскиваются технические возможности увели-чения затухания на пути токов электрического эха. Величина такого затухания по отношению к говорящему абоненту определяется выражением:

эг
= 2 ? +
г пр
+
г обр
+ А
?



т



е ДС


(2.1)
?20 log(1 ? 100.1А  ) ? 20 log(1 ? 10?0.1  	),
где aг пр, aг обр – остаточные затухания между точками n и k, k и n;

   Ае дс – затухание несогласованности дифференциальной системы слушаю-щего абонента;

Aеm, Aеn – затухание несогласованности в точках m и n.

     Как видно из формулы (2.1), затухание на пути токов эха зависит от за-тухания абонентских трактов, остаточных затуханий прямого и обратного направлений передачи и от затуханий несогласованности двухпроводного тракта дальнего (слушающего) абонента. Рассмотрим за счет каких, составля-ющих возможно увеличить aэ.г. Естественно, что последнее нельзя делать за счет устройств, которые включены в тракт прямого (неотраженного) инфор-мационного сигнала ( ?ат, aг пр). Следовательно, увеличить затухание на пути эхосигналов возможно за счет затуханий Aе дc и aг обр. Остаточное затухание ar обр желательно увеличивать только для сигналов электрического эха и остав-лять постоянным для информационного сигнала слушающего абонента. Прак-тически такой способ, получивший название компенсационного, реализуем, но связан с большими техническими трудностями.

     Одновременное увеличение ar обр для эхосигналов и информационных сигналов обеспечить проще, но при этом возникают некоторые неудобства при ведении двустороннего разговора (оба абонента говорят одновременно – ре-жим перебоя). Эти неудобства состоят в том, что при увеличении затухания ar обр телефонный канал на время введения дополнительного затухания превра-щается из двустороннего в односторонний, а это затрудняет прерывание гово-рящего абонента слушающим. В данном случае слушающий абонент может говорить лишь в моменты межслововых или межфразовых пауз другого або-нента. С целью обеспечения возможности быстрого перебоя предусматривают снижение затухания ar обр до его первоначального значения (7 дБ) в момент по-явления информационного сигнала от перебивающего абонента. При этом од-новременно с полезным сигналом будут приниматься и эхосигналы, воздей-ствующие на абонента как помеха. Влияние такой помехи зависит от уровня сигнала перебоя. Однако, как показывает практика, оно незначительно из-за стремления перебивающего абонента повысить голос при перебое. Рассмот-ренный выше способ получил название эхозаградительного. Итак, подводя итог можно выделить три основных метода борьбы с мешающим воздей-ствием токов электрического эха:

- метод самобалансирующейся дифсистемы (увеличение затухания не-согласованности Aе дc);

- компенсационный (увеличение остаточного затухания обратного направления передачи аг обр только для сигналов электрического эха);

- метод заграждения (увеличение остаточного затухания o6paтного направления передачи aг обр для отраженного и информационного сиг-налов).


2.2 Метод самобалансирующейся дифсистемы

     При этом методе на пути токов электрического эха вносится дополни-тельное затухание за счет увеличения затухания несогласованности Aе дc, опре-деляемое выражением:
Ae ДС = ?10log[10
?0.1  
+ 10
?0.1(2  ?
+  

)
?




т












(2.2)

?2 ? 10?0.1(2  ??т+  	+    ) + 10?0.1(2  ??т+2    +    )],

     Анализ выражения (2.2) показывает, что увеличить балансное затухание дифсистемы Aе дc возможно либо за счет согласования характеристических со-противлений в точках отражения k и l, либо за счет увеличения затухания або-нентского тракта а”ат, что крайне нежелательно, так как это обстоятельство приведет к снижению громкости разговора. Наиболее эффективно повышение затухания Aek. Если принять, что либо а”ат= , либо Аеl = , то Ае дс= Аеk.

     Однако в реальных ситуациях чаще встречается другой случай, когда а”ат 0, а Aek и Аеl – конечные величины, неравные ни 0, ни . Тогда выраже-ние (2.2) принимает вид:

= ?10 log[10?0.1     + 10?0.1    (1 ? 10?0.1    )2],
(2.3)
ДС



     Таким образом, при коротких абонентских трактах с малым затуханием мощность отраженных сигналов зависит одновременно от затуханий несогла-сованности во всех возможных точках отражения. Выполнение условия согла-сования лишь в одной точке в данном случае недостаточно. Так, если в выра-жении (2.3) принять Aek= , то Ае дс=Аеl, и если Аеl= , то Ае дс=Aek. Из схемы,

приведенной на рис. 2.2, видно, что максимальному изменению подвержено входное сопротивление телефонного аппарата Z”тa. Величина его меняется во время ведения переговора в широких пределах. В меньшей степени изменя-ется входное сопротивление абонентского тракта Z”л. Следовательно, в ба-лансном контуре должна быть предусмотрена возможность компенсации и Z”л
и Z”тa.



















Рис. 2.2 – Функциональная схема абонентского тракта

     Как известно, сопротивление балансного контура Zб подбирается под среднестатистический абонентский тракт и обеспечивает требуемое затухание несогласованности Ае дс. Таким образом, если считать, что Zб=const и диффе-ренциальная система симметрична, т. е. Z”вх=Zб, то изменение структуры або-нентского тракта (характеристической постоянной передачи q и характеристи-ческих сопротивлений Zc1 и Zc2) и величины сопротивления телефонного ап-парата Z”тa приводит к непостоянству затухания несогласованности Ае дс. Сле-довательно, можно считать, что:

=   ( ,
,
,  ??
),
(2.4)
ДС
  1
  2




     Итак, метод самобалансирующейся дифсистемы предусматривает за-мену статического балансного контура динамическим, т. е. контура у кото-рого:

=  ??
100.05   ДС ? 1
,
(2.5)










100.05   ДС + 1



ДК





где Zдк – сопротивление динамического балансного контура; Z”л – входное сопротивление абонентской линии;

   A’е дс – нормируемая величина затухания несогласованности дифсистемы, при которой эхосигнал не оказывает мешающего действия.

     Входное сопротивление абонентской линии Z”л связано с сопротивле-нием телефонного аппарата Z”та, соотношением:

(А ??
+  )



?? =


,
(2.6)








(  ??
+  )









где А, В, С, D - А параметры четырехполюсника (абонентского тракта).

     Для получения малой величины токов эха только за счет баланса диффе-ренциальной системы затухание несогласованности А’е дс должно быть прак-тически более 50 дБ. Если для подавления токов эха и можно найти способ изготовления точных балансных цепей, все же они будут нуждаться в устрой-ствах автоматической регулировки, так как сопротивление двухпроводной ли-нии Z”л меняется не только от соединения к соединению, но и в одном соеди-нении под влиянием изменения сопротивления телефонного аппарата Z”тa.

     Применение автоматических настраиваемых дифсистемы для борьбы с мешающим воздействием электрического эха экономически невыгодно из-за сложности технической реализации и большого их числа на телефонных сетях магистральной дальней связи.


2.3 Компенсационный метод



     Сохранение двусторонней системы передачи по телефонному каналу при наличии токов электрического эха возможно, если для устранения меша-ющего воздействия этих токов использовать метод компенсации. Суть этого метод заключается в следующем. Из информационного сигнала S(t) поступив-шего в тракт приема, путем соответствующего преобразования формируется сигнал e(t), подобный эхосигналу e(t). Затем производится вычитание из эхо-сигнала e(t) подобного ему сигнала e(t). Остаток эхосигнала r(t) = e(t) – e(t) характеризует степень подавления токов электрического эха.

     Схема, поясняющая процесс подавления токов эха методом компенса-ции, представлена на рис. 2.3.


















Риc. 2.3 – Схема поясняющая компенсационный метод подавления

сигналов электрического эха

Если разговор ведет только абонент А, то:

r (t) = e (t) – ? (t),
(2.7)
где e{t) =SA(t)h(t) и e(t) =SA(t)h*(t) – эхосигнал и подобный ему сигнал;

SA(t) – речевой сигнал абонента А в тракте приема абонента Б;

h(t) – передаточная функция дифсистемы;

h*(t) – передаточная функция дополнительного четырехполюсника.

Если разговор одновременно ведут оба абонента, то:

r (t) = SБ (t) + e (t) – ? (t),
(2.8)
где SБ (t) – речевой сигнал абонента Б.


     Применение метода компенсации для уменьшения действия токов элек-трического эха осложняется тем, что требует решения довольно трудоемкой инженерной задачи: создания сигнала e(t), подобного сигналу эха e(t). Для по-лучения из SА(t) сигнала e(t) необходимо сигнал SА(t) пропустить через четы-рехполюсник, передаточная функция которого соответствовала бы передаточ-ной функции дифсистемы в направлении от тракта приема к тракту передачи, т. е. h*(t) h(t).

     Сигнал, возвращаемый в виде эха, обычно подвергается существенным изменениям вследствие амплитудных и фазовых искажений. Токи компенса-ции эхосигнала должны быть искажены таким же образом. Функцию создания

компенсирующих токов эха может выполнить линия задержки с отводами, схема которой приведена на рис 2.4.

рису

























Рис. 2.4 – Схема линии задержки с регулируемыми отводами для со-здания компенсационного сигнала

     Для того чтобы показать, что она может отображать при достаточно большой задержке цепи амплитуду эха и его амплитудные и фазовые искаже-ния, предполагается, что система связи линейная. Теорема дискретизации утверждает, что информационный сигнал SА(t) с ограниченной полосой частот может быть представлен последовательностью импульсов sin х/х, т. е.
( ) = ?
sin  (  +    )
,
(2.9)







(  +    )













где ?c=?/?;

? – интервал между импульсами;

n – число импульсов.

Амплитуда сигнала в момент времени n? определяется как:

                        SA(n?) = an, (2.10) Это следует непосредственно из того, что для каждого t=m?, где m –
число отсчетов за время t (m - целое число), справедливо соотношение:

sin  с(    ?    )
1
при  =




= {0
при  ?
,
(2.11)

(    ?    )






     Полоса частот сигнала ограничена частотой fс=?с/2?. Эхосигнал en(t), возникающий от любого сигнала SA(t) с ограниченной полосой частот, может быть представлен аналогично выражению (2.9), т. e:
( ) =   ? ?(   )
sin  [  ? (  +  )  ]
,
(2.12)







[  ? (  +  )  ]








где h(m?) – импульсная реакция цепи эха (переходная функция дифференци-альной системы.

     Поскольку эхо не может опережать сигнал, то h(m?)=0 при отрицатель-ной m. Так как система является устойчивой, то эхо через определенное время
? становится меньше некоторого заданного уровня, например помехи в тракте

передачи. Поэтому практически суммирование в (2.12) ограничивается конеч-ным числом членов m=0, 1, 2, ..., М. Сравнивая это с линией задержки с таким же числом отводов, можно записать следующее выражение для остаточной ве-личины эхосигнала rn(t) от импульса сигнала an:

sin  [  ? (  +  )  ]



( ) =   ? [?(   ) ?   ]

,
(2.13)







[  ? (  +  )  ]



 =0










где gm – коэффициент передачи в цепи m-го отвода линии задержки, характе-ризуемый величиной и знаком.

     Подбирая коэффициенты gm так, чтобы они равнялись h(m?), можно пол-ностью скомпенсировать остаточное эхо.

     Таким образом, компенсационный метод подавления токов электриче-ского эха фактически приводит к увеличению затухания аэ.г за счет возраста-ния остаточного затухания обратного направления передачи аг обр только для эхосигналов, т. е. для e(t) (см. выражение (2.2)).




2.4 Метод эхозаграждения

     Суть эхозаграждения заключается в том, что при появлении сигналов электрического эха в обратное направление передачи вносится дополнитель-ное затухание, в результате чего возрастает затухание аг обр и, следовательно, затухание по петле. Вносимое затухание:

авн ? аэ доп – 2аат – 2ат – Ае дс,
(2.14)

где авн – затухание, вносимое в обратное направление передачи;

аэ.доп – затухание, допустимое на пути токов эха;

аат – затухание абонентского тракта;

аг – остаточное затухание канала связи;

Аедс – затухание несогласованности дифсистемы слушающего (дальнего) абонента.

     При проектировании и разработке устройств заграждения необходимое вносимое затухание рассчитывается для условия максимального значения аэ.доп и минимальных значений аат, аг и Ае дс.

     Введение дополнительного затухания в обратное направление увеличи-вает остаточное затухание аг обр до такой степени, что ведение двустороннего разговора становится невозможным.

     Таким образом, на время присутствия сигналов электрического эха при введении дополнительного затухания телефонный канал превращается из дву-стороннего в односторонний. Это, в свою очередь, снижает естественность речи, увеличивает время ведения переговора и делает совершенно невозмож-ным передачу такого вида информации, который требует наличия двух направлений одновременно.

     Любое эхозаградительное устройство, отвечающее современным требо-ваниям, должно состоять из трех основных узлов: тракта передачи УТ пер; тракта приема УТ пр; устройства формирования сигнала управления УФСУ.

     В состав УФСУ входят распознающие устройства РУ1 и РУ2, подклю-чаемые к трактам передачи и приема ЭЗ, а также блок логики БЛ, на выходах которого появляются сигналы управления в зависимости от режима работы ЭЗ. Функциональная схема ЭЗ представлена на рис. 2.5.


















Рис. 2.5 –.......................